镍镉电池内部 模拟电路设计：应用与解决方案的教程指南 第一章 电源管理
模拟电路设计：应用和解决方案教程指南 电源管理 第 1 节 电源管理教程 陶瓷输入电容器可能导致过压瞬变 1
陶瓷电容器是输入滤波的绝佳选择。 它们具有高额定纹波电流和低等效串联电阻和等效串联电感。 另外，陶瓷电容器对过电压不太敏感，可以在不降低工作电压的情况下使用。 然而，设计人员必须意识到突然施加输入电压时可能出现的过压情况。 在施加输入电压阶跃后，具有陶瓷电容器的典型输入滤波器电路可能会产生两倍于输入电压的瞬态电压。 本文介绍了如何有效地使用陶瓷电容器进行输入滤波以及如何避免由于输入电压瞬变而导致的潜在问题。
这段话讲述了
陶瓷电容器是输入滤波的绝佳选择，其优点和注意事项已得到解释。
陶瓷电容器具有高纹波电流额定值、低等效串联电阻和低等效串联电感，使其成为输入滤波的理想选择。 另外，陶瓷电容器对过电压不太敏感，可以在不降低工作电压的情况下使用。 然而，设计人员必须意识到突然施加输入电压时可能出现的过压情况。 在施加输入电压阶跃后，典型的陶瓷电容器输入滤波器电路可能会产生两倍于输入电压的电压瞬变。
本文介绍了如何有效地使用陶瓷电容器进行输入滤波，并提供了避免输入电压瞬变引起的潜在问题的方法和建议。
减少线性稳压器输出中的开关稳压器残留2
线性稳压器通常用于对开关稳压器的输出进行后调节。 优点包括提高稳定性、精度、瞬态响应和降低输出阻抗。 理想情况下，这些性能提升应该伴随着开关稳压器产生的纹波和尖峰的显着减少。 事实上，所有线性稳压器在处理纹波和尖峰时都存在一些困难，特别是当频率增加时。 本文解释了线性稳压器动态限制的原因，并介绍了改善纹波和尖峰抑制的板级技术。 文章还介绍了基于硬件的纹波/尖峰模拟器，可以快速执行不同条件下的插件板测试。 三个附录回顾了铁氧体磁珠、电感滤波器和宽带、亚毫伏信号的探测实践。
这段话讲述了
如何减少线性稳压器输出中的开关稳压器残留。
线性稳压器通常用于对开关稳压器的输出进行后调节。 它具有多种优点，包括提高稳定性、精度、瞬态响应和降低输出阻抗。 理想情况下，这些性能提升应该伴随着开关稳压器产生的纹波和尖峰的显着减少。 然而，在实际应用中，所有线性稳压器在处理纹波和尖峰时都会遇到一些困难，特别是当频率增加时。
本文解释了线性稳压器动态限制的原因，并提出了一些板级技术来改善纹波和尖峰抑制。 还推出了基于硬件的纹波/尖峰模拟器，可在各种条件下实现快速插件板测试。 此外，三个附录回顾了铁氧体磁珠、基于电感器的滤波器以及宽带、亚毫伏信号的探测实践。
笔记本电脑和手持式系统的电源调节 3
笔记本电脑和手持式系统需要电池产生多个电压。 竞争解决方案需要小尺寸、高效率和轻量化。 本文介绍了高效 5V 和 3.3V 开关和线性稳压器、背光显示驱动器和电池充电器的电路。 所有电路都是根据上述要求专门设计的。
电压调节器的两线虚拟遥感 4
电线和连接器具有电阻。 这个简单且不可避免的事实表明电源的远程负载电压将小于电源的输出电压。 传统的方法是利用“四线”遥感来消除电压降效应。 电源的高阻抗检测输入从单独的、与负载相关的检测线接收信号。 该方案效果很好，但需要专用的传感线，这在许多应用中是一个显着的缺点。 一种新方法利用载波调制技术来消除传感线，同时保持负载调节。
1. 陶瓷输入电容可能会导致瞬态过压。
便携式设备设计的最新趋势之一是使用陶瓷电容器对 DC/DC 转换器的输入进行滤波。 陶瓷电容器通常因其尺寸小、等效串联电阻 (ESR) 低和均方根电流能力高而被选择。 此外，由于钽电容器供应短缺，设计人员最近开始转向陶瓷电容器。
然而，使用陶瓷电容器进行输入滤波可能会引起问题。 对陶瓷电容器施加电压跳变会导致大电流浪涌，从而将能量存储在电源引线的电感中。 当存储的能量从电感器转移到陶瓷电容器时，会产生大电压尖峰。 这些电压尖峰很容易是输入电压跳变的两倍。
(1) 插入墙壁适配器，后果自负
输入电压瞬态问题与上电顺序有关。 如果先将墙上适配器插入交流电源插座并通电，然后将墙上适配器输出插入便携式设备，可能会导致输入电压瞬变，从而损坏设备内部的 DC/DC 转换器。
(2)搭建测试电路
为了说明这一点，用于笔记本电脑应用的典型 24V 壁式适配器连接到典型笔记本电脑 DC/DC 转换器的输入。 所使用的 DC/DC 转换器是同步降压转换器，可从 24V 输入产生 3.3V 输出。
图 1.1 * 墙壁适配器和便携式设备连接框图
测试装置的框图如图 1.1 所示。 LOUT 代表某些墙上适配器中的引线电感和输出 EMI 滤波电感的等效电感。 壁式适配器的输出电容通常约为 1000 uF； 出于我们的目的，我们可以假设它具有低 ESR（在 10mΩ 至 30mΩ 范围内）。 墙壁适配器和DC/DC转换器接口的等效电路实际上是一个串联谐振电路，其主要组成部分是LOUT、CIN和等效ESR（等效ESR必须包括CIN的ESR、引线电阻和LOUT的电阻）。
输入电容器CIN必须是能够承受输入纹波电流的低ESR器件。 在典型的笔记本电脑应用中，该电容器的范围通常为 10 uF 至 100 uF。 确切的电容器值取决于几个因素，但主要要求是它必须能够处理 DC/DC 转换器产生的输入纹波电流。 输入纹波电流通常在 1A 至 2A 范围内。 因此，所需的电容器可以是 1 个 10 uF 至 22 uF 陶瓷电容器、2 至 3 个 22 uF 钽电容器或 1 至 2 个 22 uF OS-CON 电容器。
(3) 打开开关
当图 1.1 中的开关 SW1 接通时，混乱就开始了。 由于壁式适配器已插入，其低阻抗输出电容器上有 24V 电压。 另一方面，输入电容器CIN的电位为0V。
从 t = 0s 开始发生的事情是非常基本的。 施加的输入电压将导致电流流过 LOUT。 CIN将开始充电，CIN上的电压将逐渐上升至24V输入电压。 一旦 CIN 上的电压达到墙上适配器的输出电压，LOUT 中存储的能量将进一步使 CIN 上的电压超过 24V。 CIN 上的电压最终将达到峰值，然后回落至 24V。 CIN上的电压可能会在24V值附近振荡一段时间。 实际波形取决于电路元件。
如果您计划运行此电路仿真，请记住，实际电路元件在瞬态条件下很少是线性的。 例如，电容器的电容值可能会发生变化（Y5V陶瓷电容器在额定输入电压下损失其初始电容的80%）。 此外，输入电容器的 ESR 将取决于波形的上升时间。 由于磁性材料的饱和，EMI 抑制电感器的电感也可能在瞬态期间下降。
(4) 测试便携式应用程序
图 1.2 显示了笔记本电脑应用中使用的典型 CIN 和 LOUT 值的输入电压瞬态。 图1.2显示了CIN值为10 uF和22 uF以及LOUT值为1 uH和10 uH时的输入电压瞬态。
图 1.2 * 陶瓷电容输入电压瞬态 表 1.1 图 1.2 波形的峰值电压
顶部波形显示了使用 10 uF 电容器和 1 uH 电感器时最坏情况的瞬态。 CIN上的电压峰值达到57.2V，输入为24V DC。 DC/DC 转换器可能无法承受多次暴露于 57.2V 的电压。 10 uF 和 10 uH 的波形（R2 迹线）看起来稍好一些。 峰值仍在50V左右。 波形R2峰值后的平坦部分表明图1.1中DC/DC转换器内部的同步M1正在雪崩并经历能量冲击。 走线 R3 和 R4 的峰值约为 41V，分别对应于 22 uF 电容器和 1 uH 电感器以及 10 uH 电感器。
(5) 不同输入元件的输入电压瞬变
不同类型的输入电容会产生不同的瞬态电压波形，如图1.3所示。 顶部迹线 (R1) 显示 22 uF 电容器和 1 uH 电感器的参考波形，
峰值为40.8V。
图 1.3 中的波形 R2 显示了在输入中添加瞬态电压抑制器时会发生的情况。 输入电压瞬变被钳位但未被消除。 将电压瞬变的击穿电压设置得足够低以保护 DC/DC 转换器且远离输入源的工作直流电平 (24V) 是很困难的。 所使用的瞬态电压抑制器在 24V 电压太接近时开始导通。
图 1.3 * 不同输入组件的输入瞬态
不幸的是，使用具有较高额定电压的瞬态电压抑制器并不能提供足够低的钳位电压。
波形R3和R4分别采用22uF、35V AVX TPS型钽电容和22uF、30V三洋OS-CON电容。 通过这两个电容器，瞬态电压已降低至可管理的水平。
然而，这些电容器比陶瓷电容器大，并且需要多个电容器才能满足输入纹波电流要求。
表1.2 峰值电压波形如图1.3。
(6) 优化输入电容
图 1.3 中的波形显示了输入电容器类型对输入瞬态的影响。
优化输入电容器需要清楚地了解瞬态期间发生的情况。 就像正常的谐振 RLC 电路一样，图 1.1 中的电路可能具有欠阻尼、临界阻尼或过阻尼瞬态响应。
由于目标是最小化输入滤波器电路的尺寸，因此所得电路通常是欠阻尼谐振电路。 然而，实际上需要一个关键的阻尼电路。 临界阻尼电路将很好地斜坡上升到输入电压，而不会出现电压过冲或振铃。
为了实现输入滤波器设计的小型化，陶瓷电容器是理想的选择，因为它们具有高纹波电流额定值和低等效串联电阻 (ESR)。 在设计之初，需要确定输入电容的最小值。 在此示例中，已确定 22 uF、35V 陶瓷电容器就足够了。 使用该电容器产生的输入瞬态如图 1.4 顶部迹线所示。 显然，如果您使用额定电压为 30V 的组件，就会出现问题。
为了获得最佳的瞬态特性，输入电路必须进行阻尼。 波形 R2 显示了 22 uF 陶瓷电容器与 0.5 W 电阻器串联时会发生什么情况。 输入电压瞬态现在很好地稳定在 30V。
还可以通过添加具有高等效串联电阻（约 0.5 W）的电容器来实现临界阻尼。 波形 R3 显示了 22 uF、35V AVX TPS 型钽电容器与输入并联时的瞬态响应。
图 1.4 显示了为降低峰值电压而优化的输入电路波形。 表 1.3 显示了使用 22 uF 输入陶瓷电容器并添加阻尼器时波形的峰值电压。
为了进行比较，波形 R4 显示了使用 30V 瞬态电压抑制器时的输入电压瞬态。
最后，图 1.4 的底部迹线 (Ch1) 显示了理想波形。 这也被证明是最经济的解决方案。 电路采用47uF、35V三洋铝电解电容。 该电容器的电容值和等效串联电阻恰好可以与 22 uF 陶瓷电容器和 1 uH 输入电感器一起提供临界阻尼。 等效串联电阻值为 0.44 W，RMS 额定电流为 230mA。 显然，在具有 1A 至 2A RMS 纹波电流的应用中，单独使用该电容器是不可行的，需要额外的 22 mF 陶瓷电容器。 另一个好处是电容器非常小，尺寸仅为 6.3mm x 6mm。
(七)结论
输入电压瞬变是一个不容忽视的设计问题。 防止输入电压瞬变的设计解决方案非常简单且有效。 如果正确应用该解决方案，则可以最大限度地减少输入电容器，同时降低成本和尺寸，而不会牺牲性能。
2. 减少线性稳压器输出中开关稳压器的残余尖峰——消除那些讨厌的尖峰 (1) 简介
线性稳压器通常用于对开关稳压器的输出进行后调节。 优点包括提高稳定性、精度、瞬态响应和降低输出阻抗。 理想情况下，这些性能提升应该伴随着开关稳压器产生的纹波和尖峰的显着减少。 然而，在实践中，所有线性稳压器都会遇到一些纹波和尖峰问题，尤其是当频率增加时。 这种效应在调节器输入电压差（VIN 至 VOUT）较小时会被放大，这是不幸的，因为维持效率所需的小电压差是理想的。 图 2.1 显示了概念性线性稳压器和相关组件，由开关稳压器输出驱动。
图2.1 *概念线性稳压器及其滤波电容器理论上可以抑制开关稳压器的纹波和尖峰
输入滤波电容器的目的是在纹波和尖峰到达稳压器之前消除它们。
输出电容器在高频下保持低输出阻抗，改善负载瞬态响应，并为某些稳压器提供频率补偿。
其他目的包括降低噪声和最大限度地减少稳压器输出中出现的残留输入相关伪影。 最后一类问题——与输入相关的残留工件——是我们所关心的。 高频分量，即使幅度很小，也会给噪声敏感的视频、通信和其他类型的电路带来问题。 我们花费了大量的电容器和头痛药来试图消除这些不受欢迎的信号及其影响。 尽管它们很顽固，有时似乎对任何治疗都有抵抗力，但了解它们的起源和性质是控制它们的关键。
(2) 开关调节器交流输出内容
图 2.2 详细介绍了开关稳压器的动态 (AC) 输出内容。 它由相对低频的纹波（通常在开关稳压器的时钟频率范围内，通常为 3MHz）和与电源开关的转换时间相关的非常高频的“尖峰”组成。 开关调节器的脉冲能量传输会产生纹波。 滤波电容可以平滑输出，但不能完全消除纹波。 这些尖峰通常具有接近的谐波含量，是由开关稳压器内部的高能量、快速开关功率组件引起的。 滤波电容的目的是减少这些尖峰，但实际上并不能完全消除。 降低调节器的重复率和过渡时间可以大大降低纹波和尖峰的幅度，但磁性元件的尺寸会增加，效率会降低。 同样，快速时钟和快速开关使磁性元件变得更小、更高效，但也会导致线性稳压器中出现高频纹波和尖峰。
图 2.2 * 开关稳压器的输出包含相对低频纹波和高频“峰值”。 这些“峰值”来自调节器的脉冲能量传输和快速转换时间 (3) 纹波和尖峰的抑制
图 2.3 显示了低压差线性稳压器的纹波抑制特性，在 1MHz 时衰减 40dB，逐渐减小到 1MHz。 开关尖峰具有接近的谐波含量，并直接从输入传递到输出。
稳压器比宽带尖峰更能抑制纹波。 图 2.3 显示了低压差线性稳压器的抑制性能。 1MHz时有40dB衰减，衰减到1MHz时约为25dB。 更宽的尖峰直接通过调节器。 输出滤波电容的目的是吸收尖峰，但它也有高频性能限制。 由于高频寄生效应，稳压器和滤波电容器的不完美响应在图 2.1 中显得过于简单化。 图 2.4 是图 2.1 的重新表述，包括寄生项以及一些新组件。
该图考虑了调节路径，重点关注高频寄生效应。 识别这些寄生项非常重要，因为它们允许纹波和尖峰传播到标称调节输出中。 此外，了解寄生元件可以提供有助于减少高频输出内容的测量策略。 电压调节器包括高频寄生路径，主要通过其传输晶体管和电容进入其参考和调节放大器。 这些项与有限的调节器增益带宽相结合，限制了高频抑制。 输入和输出滤波电容器包括寄生电感和电阻，其有效性随着频率的增加而降低。 杂散布局电容提供了额外的非理想传输路径。 由于接地路径电阻和电感的存在，接地电位的差异会增加额外的误差，并且也会使测量变得复杂。 还存在一些通常与线性稳压器无关的新组件。 这些组件包括稳压器输入和输出线路中的铁氧体磁珠或电感器。 这些组件有自己的高频寄生路径，但可以显着改善整体稳压器的高频抑制，如下所述。
图 2.4 说明了概念性线性稳压器，显示了低频抑制、寄生效应、增益带宽和频率限制、稳压器的高频抑制以及无源组件对纹波和尖峰的衰减，但寄生效应有所降低。 它的作用。 布局电容和接地电位差可能会引入误差并使测量变得复杂。
图 2.5 是模拟开关调节器输出的电路。 直流、纹波幅度、频率和尖峰持续时间均可独立设置。 分流方案将宽带尖峰与直流和纹波相加，将模拟开关稳压器输出提供给线性稳压器。 函数发生器为两条路径提供波形信号。 (4) 纹波/尖峰模拟器
为了理解这一问题，需要观察稳压器在各种条件下对纹波和尖峰的响应。 希望能够独立地改变纹波和尖峰的参数，包括频率、谐波含量、幅度、持续时间和直流电平。 这是一种非常灵活的功能，可以对各种电路变化进行实时优化和敏感性分析。
尽管在实际开关稳压器驱动条件下观察线性稳压器性能是无可替代的，但硬件模拟器可以减少出现意外的可能性。 图 2.5 提供了这种功能。 它使用商用函数发生器和两个并行信号路径来形成电路。 直流和纹波通过相对较慢的路径传输，而宽带尖峰信息通过快速路径处理。 这两条路径在线性调节器的输入处结合。 函数发生器的可编程斜坡输出（图 2.6 中的迹线 A）为由功率放大器 A1 和相关组件组成的直流/纹波路径供电。 A1 接收斜坡输入和直流偏置信息并驱动被测稳压器。 L1 和 1W 电阻器允许 A1 以纹波频率驱动稳压器，而不会造成不稳定。 宽带尖峰路径取自函数发生器的脉冲“同步”输出（迹线 B）。 该输出的边缘被微分（轨迹 C）并馈送到双极比较器 C1-C2。 比较器的输出（迹线 D 和 E）是与斜坡拐点同步的尖峰。 尖峰的宽度由施加到 C1 和 C2 的互补直流阈值电位（通过 1k 电位计和 A2）控制。 二极管门控和并行逻辑反相器将迹线 F 呈现给尖峰幅度控制。 跟随器 Q1 将尖峰与 A1 的直流/纹波路径相加，形成线性稳压器的输入（轨迹 G）。
图 2.6 * 开关调节器输出模拟器波形。 函数发生器提供纹波（迹线 A）和尖峰（迹线 B）路径信息。 在 C1-C2 上比较微分尖峰信息（轨迹 C）的双极偏移，产生轨迹 D 和 E 的同步尖峰。二极管栅极/反相器提供迹线 F 到尖峰幅度控制。 Q1 将尖峰与来自功率放大器 A1 的直流/纹波路径相加，形成线性稳压器的输入（迹线 G）。 尖峰宽度设置异常宽，以提高照片清晰度。 (5) 线性稳压器高频抑制评估/优化
上述电路有利于线性稳压器高频抑制的评估和优化。 以下照片显示了一种典型条件下的结果，但可以根据需要更改直流偏移、纹波和尖峰特性，以适应所需的测试参数。 图 2.7 显示了图 2.5 中的 3V 稳压器对 3.3V DC 输入的响应，其中迹线 A 的纹波/尖峰内容、CIN = 1mF 和 COUT = 10mF。 稳压器输出（迹线 B）显示纹波被抑制了 20 倍。输出峰值减少得较少，而谐波含量仍然较高。 稳压器对尖峰上升时间没有抑制作用。 电容器必须完成这项工作。 不幸的是，电容器受到固有的高频损耗项的限制，该损耗项完全滤除宽带尖峰； 迹线 B 上的剩余尖峰没有上升时间减少。 在这些上升时间增加电容器值没有任何好处。 图 2.8（与图 2.7 相同的迹线分配）显示，COUT = 33mF 时纹波减少了 5 倍，但尖峰幅度几乎没有减少。
图 2.7 *CIN = 1mF、COUT = 10mF 时线性稳压器输入（迹线 A）和输出（迹线 B）处的纹波和开关尖峰内容。 驱动 10mF 的输出尖峰幅度较低，但上升时间仍然较快。
图 2.8 · 与图 2.7 相同的迹线分配，但 COUT 增加到 33uF。 输出纹波减少了 5 倍，但尖峰仍然存在。 尖峰上升时间似乎没有改变。
图 2.9。 图 2.8 输出迹线的时间和幅度扩展，允许对尖峰特性进行更高分辨率的研究。 为了提高照片清晰度，此图像和后续图像中的屏幕中心区域得到了增强。
图 2.9 是图 2.8 迹线 B 的时间和幅度延伸，允许对尖峰特性进行高分辨率研究，以进行后续评估和优化。 图 2.10 显示了当铁氧体磁珠紧邻 CIN2 之前放置时的显着结果。 峰值幅度降低约5倍。 珠子在高频下会产生损耗，严重限制尖峰的通过。 直流和低频无衰减地传递至调节器。 在 COUT 之前放置第二个铁氧体磁珠会产生图 2.11 所示的轨迹。 该磁珠的高频损耗特性进一步将尖峰幅度降低至 1mV 以下，而不会在稳压器的输出路径中引入直流电阻。
图 2.12 是上图的更高增益版本，测量的尖峰幅度为 900mV，几乎比没有铁氧体磁珠的情况低 20 倍。 通过将靠近测量点的示波器输入接地，验证指示的结果不会受到共模组件或接地环路的干扰。 理想情况下，不应出现任何信号。 图2.13显示几乎没有信号出现，说明图2.12中的显示是真实的。
图 2.10 在稳压器输入端添加铁氧体磁珠会增加高频损耗，从而显着衰减尖峰。
图 2.11。 调节器输出端的铁氧体磁珠进一步降低了尖峰幅度。
图 2.12。 上图的较高增益版本测量到的尖峰幅度为 900uV，几乎比没有铁氧体磁珠的情况低 20 倍。 仪器噪声使迹线基线变粗。
图 2.13。 测量点附近的接地示波器输入验证了图 2.12 的结果，几乎没有共模干扰。
附录 A 铁氧体磁珠简介
铁氧体磁珠封装导体具有随着频率增加而阻抗增加的特性，这种效果非常适合直流和低频信号传输导体的高频噪声滤除。 在线性稳压器的通带内，铁氧体磁珠基本上是无损的。 在较高频率下，铁氧体材料与导体的磁场相互作用，产生有损特性。 不同的铁氧体材料和几何形状会导致不同的损耗因数与频率和功率水平的关系。 图 A1 显示了这一点。 阻抗从直流时的 0.01 欧姆升至直流时的 50 欧姆。 随着直流电流和恒定磁场偏置的增加，铁氧体的损耗效应变得不那么明显。 请注意，磁珠可以串联放置在导体上，从而按比例增加其损耗贡献。 有多种珠子材料和物理配置可供选择，以满足标准和定制产品要求。
图 A1 * 不同直流偏置电流下表面贴装铁氧体磁珠 (Fair-Rite) 的阻抗与频率的关系。 在直流和低频下，阻抗基本上为零，随着频率和直流电流的变化而上升到 50 欧姆以上。 资料来源：Fair-Rite 数据表。附录 B 电感器作为高频滤波器
有时可以使用电感器代替磁珠进行高频滤波。 一般以2mH～10mH为宜。 优点包括广泛的可用性和较低频率下更好的结果，例如图 B1 显示了缺点，包括由于铜损、寄生并联电容和对杂散开关稳压器发射的潜在敏感性而导致稳压器路径的直流电阻增加。 直流时会出现铜损，降低效率； 寄生并联电容允许不需要的高频信号通过。 电路板上电感器的位置可能会让杂散磁场影响其绕组，从而有效地将其变成变压器的次级侧。 由此产生的观察到的尖峰和纹波相关伪影可能会伪装成导电组件，从而降低性能。
图B2显示了一种基于PCB线路的电感滤波器的形式。 这种由螺旋或蛇形图案形成的延长线在高频下具有感应特性。 在某些情况下，它们的效果令人惊讶，尽管单位面积的损耗比铁氧体磁珠少得多。
图 B1：电感器的一些寄生参数。 寄生电阻会降低电压并降低效率。 不必要的电容允许高频信号通过。 杂散磁场会导致错误的电感电流。
图 B2：螺旋形和蛇形 PC 板图案有时用作高频滤波器，尽管效果不如铁氧体磁珠。
附录 C 亚毫伏宽带信号完整性检测技术
获得可靠的宽带亚毫伏测量需要在进行任何测量之前注意关键问题。 专为低噪声而设计的电路板布局至关重要。 考虑电流流动以及配电、地线和接地层的相互作用。 检查元件选择和布局的影响。 规划辐射管理和负载返回电流的处理。 只有在正确的情况下，可以进行有意义的测量，板布局适当，并且使用了适当的组件。
如果将失真引入信号连接中，即使是最精心准备的面包板也无法完成其任务。 与电路的连接对于准确的信息提取至关重要。 将信号路由到测试仪器时，低级，宽带测量需要注意。 要考虑的问题包括测试设备（包括电源）与面包板连接之间的接地循环以及由于测试导线过长或痕量长度而引起的噪声干扰。 最大程度地减少与董事会的连接次数，并保持潜在客户短。 必须在同轴环境中路由到面包板的宽带信号，并注意同轴屏蔽层如何连接到地面系统。 同轴环境的严格维护对于可靠的测量尤为重要，在此详细描述。
图C1显示了在连续同轴信号路径中测量的典型开关调节器尖峰的可靠表示。 尖峰的主体定义得很明确，并包含后续干扰。 图C2显示了同一事件，但使用3英寸的接地痕迹将同轴屏蔽层连接到板的接地平面。 发生明显的信号失真和振荡。 这些图片的灵敏度为0.01V/min。 更高的灵敏度测量需要相应的更多关注。
图C3详细介绍了宽带40dB增益前置放大器的使用，允许文本的200mv/min测量图2.12。 请注意，从调节器到示波器的路径是纯粹的同轴路径，包括AC耦合电容器。 同轴耦合电容器的盾牌直接连接到调节板的接地平面，并且电容器的中心导体连接到调节器的输出。 没有非固轴测量连接。 图C4重复文本图2.12，清楚地显示了900mV的输出尖峰。 在图C5中，有意在测量点有意引入一条两英寸的接地线，违反了同轴环境。 结果是波形呈现被完全破坏。 作为验证测量完整性的最终测试，有必要重复图C4的测量值，将信号路径的输入（例如同轴偶联电容器的中心导体）接近靠近测量点的输入，如图图2.13。 理想情况下，应该没有信号。 在实践中，由于常见模式效应，可能会有一些小的残差信号是可以接受的。
图C1。 在主要事件后，在连续的同轴信号路径中测量的尖峰显示中度的干扰和振荡。
图C2。 引入3个非固化地面连接会导致明显的信号失真和主要振荡。
图C3 *宽带，低噪声前置放大器允许观察亚米洛伏特峰。 必须保持同轴连接以保持测量完整性。
图C4·低噪声前置放大器和严格强制执行的同轴信号路径产生图2.12的-P渲染。 迹线的粗体基线表示前置放大器的噪声底。
图 C5。 测量点处的2英寸非轴心接地连接完全破坏了波形表示。
3.笔记本电脑和手持计算机系统的电源调节简介
笔记本电脑和手持计算机系统需要从单个电池开发多个稳定电压。 在这一领域，小尺寸，重量轻和高效率是竞争解决方案的必备品。 效率略有提高可以延长电池寿命，并使最终产品更实用，而不会增加重量。 此外，高效率可以最大程度地减少功率调节组件所需的散热器，从而进一步降低系统的重量和尺寸。
电池系统包括镍 - 加载电池，镍金属氢化电池，铅酸电池，可充电锂电池和一次性碱性电池。 电力供应各种电池的能力使最终产品更具吸引力，因为电源可以互换，从而增加了整体系统多功能性。
主要可充电电池可以是四种二级电池类型之一，具有使用碱电池进行备份或紧急操作的能力。 不可充电碱性电池提供的较高的能量密度使系统可以长时间运行，而无需更换电池。
此处演示的系统提供了高效率，低零件计算功率调理功能。 在复杂性和效率之间进行权衡，以最大化生产性并降低成本。 所有电源都可以在广泛的输入电压范围内运行，从而可以在选择电池配置方面灵活。
高效率5V和3.3V磅调节器的驱动器
它是一种控制芯片，该芯片旨在与或系列开关调节器一起使用，以产生非常有效的5V或3.3V踩下（buck）开关调节器（图3.1）。 这些调节器具有低损坏，可饱和的NPN开关，通常配置为连接到地面的负（发射极）端子。 允许开关根据巴克转换器的要求浮动，同时仍提供完整的开关饱和度，以提高效率。
图3.1 *5V效率
已经集成了许多其他功能，以增强电池供电应用中的操作。 精确的电流极限仅使用60mV的感官电压，允许折叠反馈和使用“免费” PCB痕量材料作为感官电阻。 逻辑控制的关闭模式仅消耗15mA电池电流，以允许极长的关闭时间。 开关IC由稳定器提供动力，以提高效率，并使输入电压低至6.5V。
它具有可选的紧急操作，可以在非常轻的载荷电流（0mA至100mA）下实现高效率。 在正常开关模式下，备用功耗约为60 mW，这限制了光负载时的效率。 在紧急模式下，备用功耗减少到约15MW。 在此模式下，输出涟漪为-p，但通常在数字逻辑电源的要求下。 突然的模式操作通常在“睡眠”状态中使用。 其中，IC存储芯片可保留电源以保留数据，但系统的其余部分已关闭。 该模式下的负载循环通常在5mA至100mA的范围内。 工作模式在逻辑上受到控制。
有8个销钉表面糊和浸入包装可供选择。 包装版本的包装版本有5个销钉TO-220。
电路说明
电路如图所示。 3.2是一个基本的5V正抗压转换器，可以在6.5V到25V的输入电压范围内工作。 电源开关位于VSW引脚和GND引脚之间。 其当前和占空比控制VC引脚和GND引脚之间的电压控制。 随着开关电流从零增加到全范围，电压范围从1V到2V。 通过具有内部参考和误差放大器来保持正确的输出电压。 放大器输出内部泄漏了NPN以进行级别转换，以驱动开关的VC引脚。 由于反馈引脚与GND引脚相比引用了许多伏特，因此不可能使用正常的电阻划分来反馈开关反馈引脚。 反馈引脚（FB）仅通过电容器绕过。 这使开关的VC引脚高约200mA。 然后，VC引脚通过接收此电流来控制电路。 C4构成了领先电路的极端点，R1添加了零点。 C5形成更高的频率杆，以控制VC引脚的开关纹波。
D2和C3为开关生成浮动的5V电源。 在开关“关闭”期间，检测到峰值检测输出电压。 这是一种非常有效的电源开关方式，因为功耗不会随稳定器的电压增加而增加。 但是，该电路不是自动的，因此有必要使用方法来启动调节器。 这是通过内部电流路径执行的，并且电流允许电流在启动期间从输入功率流动到V+引脚。
在5V和3.3V调节器中，D1，L1和C2充当传统的保护二极管，并作为较低压力转换器。 应仔细选择这些组件，以保持高效率和可接受的输出波纹。
图3.2 *高效率5V调节器，手动突然模式操作
当前限制由R2执行。 为了维持高效率，感应电压仅为60mV。 这也降低了电感电阻的值，这足以将打印电路电线作为传感器。 感应电压的温度系数为正，与铜温度系数匹配。
基本调节器具有三种不同的工作模式，这些模式由模式引脚定义。 当图案引脚接地时，请进行正常操作。 浮动模式引脚可以启动低静电电流紧急情况操作。 在此模式下，输入电流通常为1.3mA，输出纹波电压为-p。 将图案引脚拉到2.5V以上，然后将整个调节器置于微功耗状态。 目前，通常的功耗小于20mA。
使用主动（同步）开关替换保护性二极管有什么好处？ 这是一种时尚的方法，但是计算出的实用面包板显示，效率仅为几个百分点。 可以用以下简化公式来解释：
这不考虑FET门驾驶员损失，这很容易将该数字降低到小于2％。 同步开关配置的额外成本，音量和复杂性仅在最极端的情况下才是一个合理的选择。
爆发模式效率受到开关IC的静电消耗的限制。 典型的突发模式的无负荷输入功率为17MW。 这可以为12V和1.2AHR电池组提供每月的电池寿命。 负载功率的增加将比例降低。 完整的营业额仅约15mA，远低于典型电池的自我发射速率。
开关调节器系列可提供最高的压力降低效率。
单和双向抗高血压开关调节器控制器具有自动突发模式操作，可在低输出电流下保持高效率。 该系列的所有成员都使用恒定的关闭时间和当前模式体系结构。 这会导致出色的电路和载荷瞬态响应，恒定的电感连锁电流以及良好的启动和短路电流控制。 /驱动单个外部P通道，而/和驱动程序同步外部功率，该功率在开关频率中很高。
表3.1概述了该系列需求的适用性以及通用笔记本电脑DC对DC转换器的适用性。 它可以在8 -Pin SOIC包装中获得，并且只能驱动单个功率，效率略有损失，但PC板占据了最小的空间。 /当输入电压为4V至18V（最大20V）（最大20V）时，提供了同步开关函数，并且具有200mA的静电电流。 将同步开关操作扩展到48V的输入电压（最大60V），但静电电流略有损失。
图3.3 *高效率3.3V调节器具有手动突然模式操作
所有设备类型的额定电流级别均由外部传感器电阻根据公式IOUT = 100MV/设置设置。 最大峰电感器电流和突发模式电流也与。 峰值电流极限为150mv/，当输出电流下降到约15mv/以下时，突发模式操作将自动启动。 在此模式下，外部被关闭以减少开关损耗。 控制器处于200mA时电源电流（600mA）的休眠状态，输出电容支持负载。 当输出电容器排放50mV时，控制器将短暂打开或“突发”以给电容器充电。
将电源电流完全关闭至10mA（150mA）。
图3.4 *高效率表面贴纸5V至3.3V转换器在最小的板区域提供1.5A的输出
图3.5 *图3.4电路的高工作效率覆盖了三个输出电流的大小
图3.4第一个应用显示5V至3.3V，输出电流为1.5a。 通过选择-3.3，可以在轻微牺牲峰值效率的情况下实现最小的板空间解决方案（在此应用中，-3.3驱动程序同步将使高电流效率提高约2.5％）。
图3.5显示了突发模式操作如何在低输出电流下保持高效率。
图3.6 *高效率低压下降5V开关调节器仅需要1A输出时的200mv平衡
图3.8 * -5高效率转换器的工作效率
在第二个应用程序（图3.6）中，使用-5作为10W高效率调节器的控制器。 由于其出色的低压下降性能，该电路可以使用至少5个镍镉或镍金属氢化物电池。 像该系列的其他成员一样，丢失时它的职责比率达到100％（P - DC打开）。 为了保持稳定性，输出的电压差输入仅是负载电流的总电阻和电感的总电阻的乘积以及电流氟电阻。 在图中的电路中。 3.6，该总电阻小于0.2Ω。 在低输入电压下，必须使用逻辑水平。 尽管的18V输入电压额定值通常可以适用于大多数电池组，但是笔记本电脑计算机系统使用的交流适配器通常需要更高的输入电压。 这是主要的应用程序方案，如图3.7所示。 该2.5a调节器可以以8V至30V的输入电压（受标准阈值电压限制）工作，并且在图3.8中也显示出良好的效率。 由于主开关的低占重力比，同步开关在高输入电压下起着越来越重要的作用。 图3.4、3.6和3.7板布局对于正确切换模式操作和连续操作至关重要。 在检查串联调节器时，正时电容器引脚和电感电流是需要监视的两个最重要的波形。 在休眠间隔期间，定时容量只会降至0V，只有在负载电流小于额定输出电流的20％时才发生。 请参阅相应的数据手册，以获取有关正确组件位置和接地接线的信息。
图3.7 *高效率5V/2.5A调节器可以从30V的交流适配器起作用
用于切换调节器应用的表面贴纸电容器
在所有串联电路中，选择输出电容器的良好经验规则是其等效串联电阻（ESR）必须小于或等于电感电阻的值（例如，对于图3.6电路，0.05Ω）。 在表面安装应用程序中，可能需要多个电容器来满足电容，ESR或有效价值当前处理要求的应用。 可以以表面糊的形式获得铝电容电容器和干型电容器。 对于电容器而言，关键是执行切换到电源的波浪。 AVX TPS系列表面贴纸是一个不错的选择，可以提供2mm至4mm的尺寸。 例如，如果应用程序中需要440mf/10v，则可以使用2 AVX 220mf/10v（型号）。 请咨询制造商以获取其他具体建议。
高效率线性电源
开关电源在广泛的输入范围内工作，同时保持高效率。 对于狭窄的电源操作，已经开发了一种替代笔记本电脑系统，例如使用四个镍含量电池和线性调节器提供5V输出。 在全功率的情况下，四个镍含量电池的电压可能高达6V，并且在直接供应系统时可以将放电排放到4.5V。 适用于该技术的高效率和低压低压降低调节器如图3.9所示。
这是一个完整的IC，它使用非常低的TO-92 3针包装来驱动低饱和的PNP晶体管。 可以使用各种功率PNP晶体管。
Zetex被指定为此应用程序。 稳定器的电压下降取决于PNP晶体管的饱和度，在3A输出电流下，在0.25V的范围内，在较低电流下的饱和度可以较低。 该系统的简单性对笔记本的应用非常有吸引力，并且在低输入电压下，线性调节器的功率损失非常小，因此效率很高。
对于大于5.2V*的输入电压，将输出调整为5V。 当电池电压下降到5.2V*以下时，晶体管饱和，输出电压随输入电压而降低，并且晶体管的饱和电压降低。
低压下降驱动器可以向通道晶体管提供高达125mA的基本电极电流。 在电压下降的情况下，由于晶体管保持饱和，因此该电流继续提供通道的晶体管的底部。 如果需要较低的驱动器电流，则可以在晶体管的底部插入可选电阻（R2），以最大程度地减少驾驶电流并减少IC的功耗。 您可以将N通道效应晶体管串联插入驾驶员销，以实现系统的电气周转。
使用双高侧微功率n 驱动器进行电源开关
双高 - 侧面n-通道门驱动器可用于高侧开关应用中的低成本n通道。 由于内部电荷泵升至正电源，因此N通道完全增强，因此不需要外部组件。 微功率操作，备用电流为8mA，工作电流为85mA，可用于几乎所有电池电源系统，甚至用于主电源开关。
该芯片还包含过度的功能，以防止在短路中自动关闭。 可以在当前电路中串联添加时间延迟，以防止在高流量负载（例如电容器或灯光）上意外触发。 工作电压范围为4.5V至18V，它可以安全地驱动所有FET。 它特别适用于对微功能操作至关重要的便携式应用程序。 该设备提供8个引脚和浸入包装。
这是3.3V电源的双驱动器。 内部电荷泵将门驱动电压提高到高于正电源的5.4V（相对于地面线上的8.7V），这完全增强了逻辑水平N ，并用于3.3V高的Side 应用。 电荷泵完全集成在芯片上，因此不需要外部组件来产生更高的门电压。 电荷泵的设计非常有效。 在备用模式下仅需3mA，而电动门80mA为8.7V。
图3.11 * 3.3V驱动程序
图3.12 *微功率低压差稳定器
图3.11演示了如何使用两个表面贴纸并切换两个3.3V负载。 门的上升时间和下降时间通常是微型秒，但是通过添加两个电阻器和一个电容器可以放慢速度，如第二个通道所示。 有时，减少大型电源容器的开始要求需要缓慢和停机时间。
它是具有相关断开连接的微功率150mA稳定器。
它是一种微功率低压差调节器，适用于输出电流低时具有非常低静电电流的应用。 在零负电流中，其输入电流仅为30mA。 接地引脚电流随载荷电流的增加而增加，但比例约为1:25，因此调节器的效率仅比线性调节器的理论值低约4％。 更重要的是，当输入电压低于保持稳定输出所需的最小电压时，地面引脚电流不会显着增加。
当输入电压低于正常范围时，可以使用这些功能。 在这种情况下，先前的调节器将吸收如此高的输入电流，因此无法实现微功率操作。
为了用高ESR的小输出电容器做出额外的努力。 与以前的设计相比，建议使用1MF 输出电容器而不是10MF。 您可以使用较大的输出电容器，而不必担心不稳定。
它非常适合笔记本电脑的备份和/或悬挂模式。 闭合引脚可以使稳定器完全关闭，并且输入电流仅减少到16mA。 连接到输入和输出引脚的IC电路的仔细设计使输出能够在将输入拉到地面或反向时保持输出级别，并且无需从输出流返回输入。 输入引脚可以转换为20V。
有固定输出电压为3.3V或5V的型号，可调节的输出电压范围为3.75V至30V。 有3个PINS SOT-223和8针，因此包装。 可调节的模型用8个引脚封装。
是的，700mA版本也可以可用。 具有所有保护功能。 没有负载的静电电流略高，为50mA，至少需要3.3mf输出电容器。 它还可以提供一个固定输出电压为3.3V和5V的模型，以及3.75V至5V的可调节输出范围。 该设备用5 -pin DD打包。
冷阴极荧光显示器
新的背光系统似乎通常用于冷阴极荧光管。 电动发光的背光的发光和寿命有限。 它是笔记本电脑系统的限制，并且在笔记本电脑和笔记本电脑制造商中也受到限制。 另一方面，冷阴极荧光管具有较高的效率，长寿命和较高的输出。 通常，冷阴极荧光管希望将驱动电流从30kHz驱动到50kHz至5mA。 驾驶电压和电流取决于制造商和管道的几何形状。
理想的情况是通过调节管中的电流来控制其亮度。
为了了解图3.14中冷阴极荧光显示器的操作，应将电路视为两个部分：1。调整电路，2。高压振荡器/驱动器/驱动器/驱动器。
图3.14 *冷阴极荧光灯逆变器
图3.15 *颜色的双光改编
调整循环开关电压电压以在降压模式下配置常数电流。 电流通过自主振动转换器耦合到高压变压器。 驱动器的架构使冷阴极荧光管电流在电池电压范围范围内。 在负压电压模式下，电感L1通过转换到地面连接到地面，以便在L1中产生电流流，该电流由真实的晶体管Q1和Q2引导到变压器L2的主盘中。 L2的输出是由15pf电容器负载的高压AC波形。 为了实现实际的灯泡电流所需的调整，D1和D2整流器灯泡电流的电流将通过R1传递。 该整流器电流通过R1转换为电压，并通过R3和C6过滤。 过滤信号成为反馈信号，使其保持在1.25V。
通过关闭反馈电路中的冷阴极荧光泡沫，可以准确控制其工作电流，并且可以允许微处理器控制亮度。 通过从D/A转换器或逻辑电路向C6的顶部添加电压，可以控制冷阴极荧光管的电流，以便可以通过键盘调节亮度。
选择了驱动真实逆变器的降压转换器架构，因为它允许多种输入电压范围。 它还对冷阴极荧光变压器的转弯具有公差。 但是，该电路的预防措施之一是，如果断开反馈电路，则在灯泡端子上施加的电压不受限制。 因此，有必要谨慎地降低在去除冷阴极荧光管时施加电源的可能性。 有关此问题的更多详细信息以及有关背光工程和电路的更多详细信息，请参阅LTC Note 55和“ 92％高效率LCD照明技术”。
电池充电铅 - 酸电池充电器
尽管铅酸充电凝胶电池不像镍含量（镍含量）那样受欢迎，但由于其单位量的高能量密度，它们具有吸引力。 这些电池在正确的处理过程中的寿命很长，但是由于充电不当，它们通常会过早地失败。 图3.16中所示的电路提供了一个接近铅酸电池理想的充电系统。 它具有准确的非线性温度补偿，恒定电压充电和恒定电流覆盖范围，并且在广泛的输入和电池电压范围内具有很高的效率。
基本充电器使用抗生物的设计允许在电池电压上方或低的输入电压下工作。 IC开关的频率最多可为电池提供15W的功率。 使用双分配放大器控制恒定电压和恒定电流模式。 当通过R7的充电电流超过由R3，R6和R7确定的默认限制时，A1将作为电流限制器激活。 该电流限制器的作用是防止严重放电的电池充电电流过多。 由于R7上电压的降低保持在数百毫米之内，因此R7的损耗非常低。
铅酸电池具有非线性负温度系数，必须准确补偿，以确保电池寿命较长并且充电能力足够。 R5是一个正温系数热敏电阻（温度敏感电阻），线性温度系数为+0.7％/°C的线性温度系数通过连接到R2将其转换为所需的非线性特性。 R2，R3和R4组合的1.244V反馈水平很大，至下一个电池所需的2.35V水平。 A2用作驱动电阻网络的缓冲区。 这允许电池乘法中的大电阻（例如R9和R10）。 对于每个系列电池，R9都设置为200k。 R9的电流仅为12mA，因此可以永久连接到电池。 将R1添加到有限的输出电阻（每电池0.025W）中，以防止低频搜索。
镍镉电池充电
电池充电是任何笔记本系统中非常重要的一部分。 此处显示的镍 - 加德米或镍金额电池充电电路的控制电流进入电池，但无法检测到电池的完整充电状态。
第一个电路是使用抗生长配置的电池充电器（图3.17）。 这允许电池电压低于或高于输入电压。 例如，可以通过12V汽车电池充电16V电池堆。 充电电流从1.2W电阻R4传感，设置为约600mA。 当电池未连接时，电阻R5和R6限制了峰值输出电压。 关闭充电器时，二极管D3阻止电池排放网络，而晶体管Q1则允许电子关闭充电器。
图3.17 * 电池充电器
接下来的两个充电器是高效降压充电器的配置。 输入电压必须高于电池电压才能充电。 充电最大输出电流时，这些充电器的效率为90％。 由于效率很高，因此开关调节器和二极管都不需要散热器。
图3.18 *高效率双速度电池充电器（最大2A）
图3.18中的双速度电池充电器使用逻辑信号在高充电率（最大2A）和trick流率之间切换以维持电池活动。 放大器传感器传感器电池充电电流并驱动开关稳定器的反馈引脚。 整个控制电路基于自我插条和漂浮在开关频率上，因此有必要尽可能最大程度地减少奇怪的电容器。
增益设置晶体管通过短或断开的电阻R1改变增益。 对于显示的值，这将在0.1a和1a之间更改充电率。
3.19 * High - mode (input must be than the )
The in 3.19 ca